UR5FFR

Радиолюбительские конструкции и программы
It is currently 18 Oct 2018, 18:35

All times are UTC + 2 hours




Post new topic Reply to topic  [ 3 posts ] 
Author Message
PostPosted: 23 Aug 2014, 11:25 
Offline
Site Admin

Joined: 21 Apr 2012, 21:00
Posts: 402
Location: Odessa
Позывной: UR5FFR
При проектировании узла сопряжения смесителя с узкополосным кварцевым фильтром приходится решать ряд специфических проблем.

1) необходимо обеспечить постоянную активную нагрузку для смесителя в максимально широкой полосе частот.
2) входной импеданс кварцевого фильтра вне полосы пропускания имеет большую реактивность при малой активной составляющей

Часто в качестве активного согласования используют каскад усиления по схеме ОБ или ОЗ. Но такой каскад имеет определенные ограничения. Попытка увеличить ДД за счет увеличения тока покоя усилителя приводит к увеличению крутизны, и как следствию снижению входного сопротивления, что вызывает некоторые сложности согласования со смесителем. С другой стороны увеличение крутизны приводит к увеличению коэф.усиления, что так же не всегда необходимо. Отсутствие ООС приводит к снижению ДД и зависимости параметров усилителя от характеристик примененных транзисторов. Введение ООС К-Э приводит к ухудшению развязки и зависимости входного сопротивления от сопротивления нагрузки, что в случае КФ с высокой реактивностью вне полосы пропускания является неприемлемым.

На мой взгляд является незаслуженно обойденным вниманием схемотехника усилителя показанного на рис.1

Attachment:
feedback c-e amp 01.GIF
feedback c-e amp 01.GIF [ 13.06 KiB | Viewed 8985 times ]


Рэд в [1] рассматривает такой тип усилителей (тип В), и акцентирует внимание на его высоком ДД. Но к сожалению практически нет информации о других его характеристиках.

Входное сопротивление усилителя составляет порядка 1-2кОм. Шунтируя вход усилителя по ВЧ резистором требуемого номинала можно получить полностью активное входное сопротивление с нужным значением.

Выходное сопротивление определяется в основном номиналом резистора Rz. Дело в том, что коллектор транзистора шунтирован трансформированным сопротивлением со стороны эмиттера, которое обратно пропорционально крутизне Rэ=1/g. Для биполярных транзисторов крутизну можно достаточно точно оценить как g~=40*Ik. Таким образом Rэ=1/g=1/(40*Ik). Видно что при токах коллектора порядка 10-20мА входное сопротивление со стороны эмиттера составляет порядка 1-2Ом. Даже учитывая трансформацию сопротивлений коллектор оказывается достаточно сильно шунтирован и выходное сопротивление складывается из трансформированного к коллектору сопротивления эмиттера и сопротивления добавочного резистора Rz

Коэф.передачи приблизительно в двое меньше чем соотношение витков обмоток трансформатора. Происходит это из-за того, что резистор Rz совместно с внутренним сопротивлением нагрузки образуют аттенюатор с ослаблением порядка 6дБ

Полоса пропускания усилителя достаточно большая, т.к. транзистор работает на очень низкоомную нагрузку, что уменьшает влияние емкости коллекторного перехода и практически полностью устраняет эффект Миллера.

На рис.2 приведена практическая схема усилителя. Транзистор VT1 стабилизирует ток коллектора транзистора VT2 на уровне 20мА. Входное сопротивление каскада равно номиналу резистора R4, выходное - R12. Резистор R6 предотвращает самовозбуждение при работе на несогласованную высокоомную нагрузку.

Использование составного транзистора позволяет улучшить развязку вход-выход - схема рис.3. Так же уменьшается зависимость параметров усилителя от h21э примененных транзисторов.

Согласование выхода усилителя с последующим каскадом с помощью аттенюатора Rz нельзя назвать идеальным решением. При этом мы теряем 6дБ. По другому решить проблему можно используя трансформатор на выходе рис.4. При этом аттенюатор Rz нужен, хоть и несколько меньшего номинала, т.к. выходное сопротивление все еще достаточно низкое. В случае если конструктивное исполнение трехобмоточного трансформатора затруднено можно использовать дополнительный трансформатор рис.5.

Attachment:
feedback c-e amp 02.GIF
feedback c-e amp 02.GIF [ 6.06 KiB | Viewed 8980 times ]


В [1] приведены формулы расчета параметров усилителя:

Gv = N/(1+Rэ*N^2/Rн*(N+1))
Zin = betta*(Rэ + Rн*(N+1)/N^2)
Zout = N^2*(Rэ+Rs/betta)/(N+1)

Здесь:

Rs - сопротивление источника
Rн - сопротивление нагрузки
betta - коэффициент усиления транзистора по току (h21э)
Rэ - сопротивление эммитера. Rэ ~= 1/g = 1/(40*Iк) где Iк - ток коллектора
N - соотношение витков трансформатора обратной связи

Zin расчитано без учета влияния резисторов в цепи базы. Для расчета полного входного импеданса их надо учитывать.

Литература
1. Рэд Э. Справочное пособие по высокочастотной схемотехнике. М, Мир, 1990


Top
 Profile  
 
PostPosted: 23 Aug 2014, 21:27 
Offline
Site Admin

Joined: 21 Apr 2012, 21:00
Posts: 402
Location: Odessa
Позывной: UR5FFR
Как было сказано ранее коэф.передачи усилителя определяется в основном соотношением витков в обмотках трансформатора в цепи ООС. Несмотря на это все же существует способ управлять коэф.усиления такого типа усилителей.

Рассмотрим схему рис.6. Введение резистора Rf создает дополнительную ООС в цепи эмиттера, что приводить к снижению усиления и повышению выходного сопротивления. Для этой схемы справедливы следующие соотношения:
Gv = N/(1+Rэ*N^2/Rн*(N+1))
Zout = Rэ*N^2 / (N+1)
Rэ = Rf + 1/g
1/g = 1/(40*Iк) где Iк - ток коллектора

Attachment:
feedback c-e amp 03.GIF
feedback c-e amp 03.GIF [ 9.74 KiB | Viewed 7387 times ]


На рис.7 приведена практическая схема усилителя реактивной ООС и регулировкой усиления. Чтобы избежать снижения ДД резистор ООС R5 зашунтирован дросселем, через который течет постоянная составляющая тока. При подаче напряжения на R8 (вход управления усилением) транзистор VT3 открывается и шунтирует по переменному току резистор ООС R5, тем самым уменьшая глубину дополнительной ООС и повышая усиление. Резистор R7 позволяет протекать постоянному току через транзистор VT3, что способствует повышению линейности каскада.
Транзистор VT1 стабилизирует рабочий режим VT2.
Следует учесть что выходное сопротивление каскада меняется при регулировке.


Top
 Profile  
 
PostPosted: 26 Aug 2014, 17:59 
Offline
Site Admin

Joined: 21 Apr 2012, 21:00
Posts: 402
Location: Odessa
Позывной: UR5FFR
Низкое выходное сопротивление вызывает некоторые проблемы при согласовании со сравнительно высокоомными КФ (порядка нескольких сотен Ом). Если обратиться к теории ООС, то для усилителей с высокоомным выходом рекомендуется использовать последовательную ООС по току. Пример такого решения представлен на рис.8

Attachment:
feedback c-e amp 04.GIF
feedback c-e amp 04.GIF [ 5.6 KiB | Viewed 8972 times ]


Резистор Ri выполняет роль датчика тока протекающего через нагрузку. После повышающей трансформации напряжение, пропорциональное току нагрузки подается в цепь эмиттера.
Выходное сопротивление каскада равно сопротивлению Rz. Вторичная обмотка обязательно должна содержать большее кол-во витков чем первичная, т.к. в противном случае ООС перестает действовать.
В случае применения транзисторов с высокой крутизной членом 2/g в формуле коэф.усиления можно пренебречь и записать

G = Rz / 2*Ri*N*(N-1)

Все модификации, рассмотренные ранее применимы и для этого типа усилителей. Схема на мой взгляд отличается новизной и в публичных источниках мне не встречалась.


Top
 Profile  
 
Display posts from previous:  Sort by  
Post new topic Reply to topic  [ 3 posts ] 

All times are UTC + 2 hours


Who is online

Users browsing this forum: No registered users and 1 guest


You cannot post new topics in this forum
You cannot reply to topics in this forum
You cannot edit your posts in this forum
You cannot delete your posts in this forum
You cannot post attachments in this forum

Search for:
Jump to:  
cron
Powered by phpBB® Forum Software © phpBB Group